低噪声放大器输入阻抗匹配网络设计优化方法

Ｄｅｃ．２０１１　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｎａｎｊｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ　Ｖ０１．２８Ｎｏ．４　ＯＰＴＩＭＩＺＡＴＩｏＮ　ＤＥＳＩＧＮ　ＭＥＴＨＯＤ　ＦＯＲ　ＩＮＰＵＴ　ＩＭＰＥＤＡＮＣＥ　ＭＡＴＣＨＩＮＧ　ＮＥＴＷＯＲＫ　ＯＦ　ＬＯＷ　ＮＯＩＳＥ　ＡＭＰＬＩＦＩＥＲ　Ｓｕｎ　Ｌｉｎｇ，Ｗｕ　Ｘｉａｎｚｈｉ，Ａｉ　Ｘｕｅｓｏｎｇ　（Ｊｉａｎｇｓｕ　Ｋｅｙ　Ｌａｂ　ｏｆ　ＡＳＩＣ　Ｄｅｓｉｇｎ，Ｎａｎｔｏｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｎａｎｔｏｎｇ，２２６０１９，Ｐ．Ｒ．Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｔｈｅｏｒｉｅｓ　ｏｆ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ａｎｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ，ａ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｎｇ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｆ　ｌｏｗ　ｎｏｉｓｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ＬＮＡ）ｉｓ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ　ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　１１．　Ｍｏｒｅｏｖｅｒ，ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｈｅｌｐ　ｏｆ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ，ｔｈｅ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｐｒｏｃｅｓｓ　ｉｓ　ｄｅｔａｉｌｅｄ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｔｒａｄｅ－ｏｆｆ　ｂｅｔｗｅｅｎ　ｔｈｅ　ｌｏｗｅｓｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｍａｘｉｍｕｍ　ｐｏｗｅｒ　ｇａｉｎ　ｉｓ　ｏｂｔａｉｎｅｄ　ｄｕｒｉｎｇ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ＬＮＡ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔ—　ｗｏｒｋ．Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｃｈａｒｔ　０．３５－ｇｍ　ＣＭＯＳ　ｐｒｏｃｅｓｓ，ａ　ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ　ｃａｓｃｏｄｅ　ＬＮＡ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ａｎｄ　ｍａｎｕｆａｃ—　ｔｕｒｅｄ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｈａｖｅ　ａ　ｇｏｏｄ　ａｇｒｅｅｍｅｎｔ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ　ａｎａｌｙｓｉｓ，ｔｈｕｓ　ｐｒｏｖｉｎｇ　ｔｈｅ　ｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ　ｏｆ　ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｍｅｔｈｏｄ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ｌｏｗ　ｎｏｉｓｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ；ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ；Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ　ＣＬＣ　ｎｕｍｂｅｒ：ＴＮ７２２．３　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ　ｃｏｄｅ：Ａ　Ａｒｔｉｃｌｅ　ＩＤ：１００５—１１２０（２０１１）０４—０３７９．Ｏ６　ＩＮＴＲｏＤＵＣＴＩｏＮ　Ａｓ　ｉｌｌｕｓｔｒａｔｅｄ　ｉｎ　ｔｈｅ　”ａｎａｌｏｇ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｃｔａｇｏｎ”，ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ　ｉｓ　ｆｕｌｌ　ｏｆ　ｃｏｒｎ—　ｐｒｏｍｉｓｅｓ［　，ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ　ｆｏｒ　ａ　ｌｏｗ　ｎｏｉｓｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｉｎｇ　ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｗａｓ　ｐｒｏ—　ｐｏｓｅｄ　ｔｏ　ｏｂｔａｉｎ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　ｓｉｚｅｓ　ａｎｄ　ｃｏｍ—　ｐｏｎｅｎｔ　ｖａｌｕｅｓ　ｉｎ　ｉｎｐｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ａｎｄ　ｌｏａｄ　ｎｅｔｗｏｒｋ．Ｆｏｒ　ａ　ｃｅｒｔａｉｎ　ＬＮＡ，ａ　ｐｏｗｅｒ—ｃｏｎ—　ｓｔｒａｉｎｅｄ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　（ＬＮＡ），ｗｈｉｃｈ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｆｉｒｓｔ　ａｃｔｉｖｅ　ｓｔａｇｅ　ｉｎ　ａ　ｒｅｃｅｉｖ—　ｅｒ．ＬＮＡ　ｍｕｓｔ　ｏｐｅｒａｔｅ　ａｔ　ｔｈｅ　ｓａｍｅ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｓ　ｃａｒｒｉｅｒｓ　ａｎｄ　ｍｕｓｔ　ａｃｈｉｅｖｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ，　ａｎｄ　ｉｎｐｕｔ　ｍａｔｃｈ　ｗａｓ　ｇｉｖｅｎ　ｉｎ　Ｒｅｆ．［９］．Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｆｒｏｍ　ｔｈｏｓｅ　ｐｒｅｖｉｏｕｓｌｙ　ｒｅｐｏｒｔｅｄ　ｗｏｒｋｓ，ａ　ｃｏｎｖｅ—　ｎｉｅｎｔ　ｍｅｔｈｏｄ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ　ｉｓ　ａｄｖａｎｃｅｄ　ｉｎ　ｌｏｗ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ（ＮＦ），ｈｉｇｈ　ｐｏｗｅｒ　ｇａｉｎ，ｇｏｏｄ　ｌｉｎｅａｒｉｔｙ　ａｎｄ　ｓｏ　ｏｎ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ。ｉｔ　ｉｓ　ｎｅｃｅｓｓａｒｙ　ｔｏ　ｔｒａｄｅ　ｔｈｅｓｅ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｅａｃｈ　ｏｔｈｅｒ　ｄｕｒｉｎｇ　ｔｈｅ　ＬＮＡ　ｄｅｓｉｇｎ，ｗｈｉｃｈ　ａｌｓｏ　ｂｅｃｏｍｅｓ　ｉｔｓ　ｄｅｓｉｇｎ　ｄｉｆｆｉ—　ｃｕｌｔｉｅｓ．　Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｒｅｐｏｒｔｅｄ　ｐａｐｅｒｓ，ｍａｎｙ　ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ　ｔｏ　ｏｂｔａｉｎ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｆｏｒ　ｌｏｗｅｒ　ＮＦ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｈｉｇｈｅｒ　ｇａｉｎ．　１　ＯＰＴＩＭＡＬ　ＮｏＩＳＥ　ＭＡＴＣＨ　ＡＮＤ　ＰｏＷＥＲ　ＭＡＴＣＨ　Ａｓ　ｗｅ　ａｌｌ　ｋｎｏｗ，ｉｎ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ＬＮＡ，ｔｈｅｒｅ　ｅｘｉｓｔ　ａｎ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｐｒｏｖｉｄｅ　ｔｈｅ　ｌｏｗｅｓｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ａｎｄ　ａｎ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｐｒｏｖｉｄｅ　ａ　ｍａｘｉｍｕｍ　ｐｏｗｅｒ　ｇａｉｎ．　ＬＮＡ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ｈａｖｅ　ｂｅｅｎ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｆｏｒ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｓｙｓ—　ｔｅｍｓ［　・引，ａｎｄ　ｓｏｍｅ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｈａｖｅ　ｂｅｅｎ　ｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄ．Ｉｎ　Ｒｅｆ．［６］，ｆｏｒ　ｅｘａｍｐｌｅ，ａ　Ｔ—　ｔｙｐｅ　ｉｎｐｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｗａｓ　ｕｓｅｄ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｅ　ａ　ｗｉｄｅｂａｎｄ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅｓｅ　ｔｗｏ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ａｒｅ　ｎｏｔ　ｅｑｕａｌ，ｉｎ　ｏｔｈｅｒ　ｗｏｒｄｓ，ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　ｃａｎｎｏｔ　ｂｅ　ａｃｈｉｅｖｅｄ　ｓｉ—　ｎｏｉｓｅ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ　ｄｅ—　ｇｅｎｅｒａｔｅｄ　ＣＭＯＳ　ＬＮＡ　ｗａｓ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ　ｉｎ　Ｒｅｆ．［７］．Ａｎｄ　ｉｎ　Ｒｅｆ．［８３，ａ　ｄｅｓｉｇｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｕｓ—　ｍｕｌｔａｎｅｏｕｓｌｙ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ａ　ｔｒａｄｅ—ｏｆｆ　ｓｈｏｕｌｄ　ｂｅ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｉｔｅｍｓ：Ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ　ｂｙ　ｔｈｅ　Ｎａｔｕｒｅ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｋｅｙ　Ｐｒｏｇｒａｍ　ｏｆ　Ｊｉａｎｇｓｕ　Ｈｉｇｈｅｒ　Ｅｄｕｃａｔｉｏｎ　Ｉｎｓｔｉｔｕ—　ｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｃｈｉｎａ（Ｏ９ＫＪＡ５１ＯＯＯ１）；ｔｈｅ　Ｃｒｅａｔｉｖｅ　Ｔａｌｅｎｔｓ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｎａｎｔｏｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ；ｔｈｅ　Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ　Ｒｅｓｅａｒｃｈ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｎａｎｔｏｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（０８Ｂ２４，０９ＺＷＯ０５）．　Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　ｄａｔｅ：２０１１—０１—１９；ｒｅｖｉｓｉｏｎ　ｒｅｃｅｉｖｅｄ　ｄａｔｅ：２０１１－０５—０２　Ｅ—ｍａｉｌ：ｓｕｎ．１＠ｎｔｕ．ｅｄｕ．ｃｎ　３８０　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｎａｎｊｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ　Ｖ０１．２８　ｍａｄｅ　ｂｅｔｗｅｅｎ　ｔｈｅｍ．Ａｆｔｅｒ　ａ　ｂｒｉｅｆ　ｒｅｖｉｅｗ　ｏｆ　ｏｐｔｉ－　ｍｅｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ａｎｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ。ａ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｎｇ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｅ　ｔｈｅ　１ｏｗｅｓｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｍａｘｉｍｕｍ　ｐｏｗｅｒ　ｇａｉｎ　ｕｎｄｅｒ　ｔｈｅ　ｃｏｎｓｔｒａｉｎｔ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ　ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　Ｓ１１．　１．１　Ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　Ａ　ｔｙｐｉｃａｌ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　ｎｏｉｓｙ　ｔｗｏ—ｐｏｒｔ　ｉｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．１，ｗｈｅｒｅ　Ｚ。ｉｓ　ｔｈｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｓｏｕｒｃｅ，　ＺＬ　ｔｈｅ　ｌｏａｄ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ，Ｚ｜Ｄ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｔｗｏ－　ｐｏｒｔ　ｎｅｔｗｏｒｋ，镌ａｎｄ辞ａｒｅ　ｔｈｅ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｉｎｐｕｔ　ｎｏｉｓｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ａｎｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ，口。ｉｓ　ｔｈｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ａｎｄ　７ｊ２　ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｏｕｒｃｅ．　．Ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｆａｃｔｏｒ（Ｆ）ｉｎ　ｔｅｒｍｓ　ｏｆ　Ｆｍｉｎ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ａｄｍｉｔｔａｎｃｅ　ｉｓ　ｇｉｖｅｎ　ｂｙ［　。］　Ｆ：Ｆ　ｍｉ　＋　Ｕ　［（Ｇ—Ｇｏ　）ｚ＋（Ｂ。一Ｂｏｐｔ）ｚ］　（１）　ｗｈｅｒｅ　ＦｍＩｎ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｍｉｎｉｍｕｍ　ｎｏｉｓｅ　ｆａｃｔｏｒ，Ｒｎ　ｔｈｅ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ，Ｇ。ａｎｄ　Ｂ　ａｒｅ　ｔｈｅ　ｃｏｎｄｕｃ—　ｔａｎｃｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｕｓｃｅｐｔａｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｓｏｕｒｃｅ，　ｗｈｉｌｅ　Ｇ叩ｔ　ａｎｄ　Ｂ卵ｔ　ｔｈｅ　ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｕｓｃｅｐ—　ｔａｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｓｏｕｒｃｅ　ａｔ　ｔｈｅ　ｍｉｎｉｍｕｍ　ｎｏｉｓｅ　ｆａｃｔｏｒ，ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｓｉｍ—　ｐｌｅ　ｎｏｉｓｅ　ｆａｃｔｏｒ　ｅｘｐｒｅｓｓｅｄ　ｉｎ　ｄＢ（ＮＦ＝１　０１ｏｇＦ）．　．　、　Ｃ，　—ｒ－弋　）ｖＩ　吒　（　）　Ｎｏｔｗｉｏｓ－ｅｐｏｒｌｅｓｔ　ｓ　广，　ｌ　Ｂ、　Ｄ、　Ｆｉｇ．１　Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｎｏｉｓｙ　ｔｗｏ—ｐｏｒｔ　Ｔｈｅ　ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｉｎ　Ｅｑ．（１）ｍｅａｎｓ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｃｏｎｔｏｕｒｓ　ｏｆ　ａ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ａｒｅ　ｃｉｒｃｌｅｓ　ｃｅｎ—　ｔｅｒｅｄ　ａｂｏｕｔ（Ｇｏｐｔ＇Ｂ。ｐ　）ｏｎ　ａ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ．Ｆｉｇ．２　ｓｈｏｗｓ　ａｎ　ｅｘａｍｐｌｅ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｃｉｒｃｌｅｓ　ｐｌｏｔｔｅｄ　ｏｎ　ａ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ．Ｓｏｍｅ　ｉｍｐｏｒｔａｎｔ　ｃｏｎｃｌｕ—　ｓｉｏｎｓ　ｃａｎ　ｂｅ　ｄｒａｗｎ　ａｓ　ｆｏｌｌｏｗｓ：Ｔｈｅ　ｃｅｎｔｅｒｓ　ｏｆ　ａｌｌ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｃｉｒｃｌｅｓ　ｌｏｃａｔｅ　ａｌｏｎｇ　ａ　ｌｉｎｅ　ｄｒａｗｎ　ｆｒｏｍ　ｔｈｅ　ｏｒｉｇｉｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｐｏｉｎｔ　Ｙ。ｐｔ　（Ｙｏｐ　＝Ｇｏｐｔ＋ｊＢ　ｏｐｔ）．Ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｓｍａｌｌｅｒ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ，　ｔｈｅ　ｃｅｎｔｅｒ　ｏｆ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｉｓ　ｆａｒｔｈｅｒ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏ—　ｒｉｇｉｎ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｒａｄｉｕｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｉｓ　ｓｍａｌｌｅｒ．Ｗｈｅｎ　Ｆ＝ＦｌⅡｉｎ，ｔｈｅ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｂｅｃｏｍｅｓ　ａ　ｐｏｉｎｔ　ａｎｄ　Ｙ。一Ｇｏｐ　＋ｊＢ０ｐｔ．Ｉｔ　ｍｅａｎｓ　ｔｈａｔ　ｉｆ　ａ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｔｒａｎｓｆｅｒｓ　ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｙ目ｔ０　Ｙｏ。　，ｔｈｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｉｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｓｔａｔｅ　ｏｆ　ｂｅｓｔ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ．Ｉｔ　ｉｓ　ｃａｌｌｅｄ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ，ｓｏ　Ｙｏｐｔ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ａｄｍｉｔｔａｎｃｅ　ａｎｄ　Ｚ。ｐｔ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ．　Ｆｉｇ．２　Ｂｕｎｃｈ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｃｉｒｃｌｅｓ　１．２　Ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　Ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　ｆｏｒ　ＬＮＡ　ｍｅａｎｓ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｓｈｏｕｌｄ　ｂｅ　ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　ｍａｔｃｈｅｄ．Ｉｎ　ｏｔｈｅｒ　ｗｏｒｄｓ。ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｏｆ　ＬＮＡ　ｃｉ卜　ｃｕｌｔ　ｓｈｏｕｌｄ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　５０　Ｑ　ｏｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　５　０　Ｑ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｃｏｎｊｕｇａｔｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ．Ｆｏｒ　ｔｈｅｒｅ　ａｌｗａｙｓ　ｅｘｉｔｓ　ａ　ｃｅｒｔａｉｎ　ｍｉｓｍａｔｃｈ　ｉｎ　Ｙｅａｌ　ｓｙｓｔｅｍｓ，ｔｈｅ　ｒｅｔｕｒｎ　ｌＯＳＳ，ｏｒ　Ｓｌ１，ｉｓ　ｕｓｅｄ　ｔｏ　ｓｐｅｃｉｆｙ　ｔｈｉｓ　ｄｅｖｉａｔｉｏｎ．Ａｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．２，Ｓ１１ｃａｎ　ｂｅ　ｅｘｐｒｅｓｓｅｄ　ｉｎ　ｔｅｒｍｓ　ｏｆ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅＥ　］ａｓ　ＺｉＺｉ　一　＋Ｚ。Ｚ　　（２）　Ｗｈｅｎ　Ｚ｜一Ｚｉ　，Ｓ１ｌｈａｓ　ｔｈｅ　ｍｉｎｉｍｕｍ　ｖａｌｕｅ　ａｎｄ　Ｚｉ　。ｉｓ　ｃａｌｌｅｄ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ．　Ｓｕｂｓｔｉｔｕｔｉｎｇ　Ｚｉ　一Ｒｉ　＋ｊＸｉ　ａｎｄ　Ｚ　一Ｒ　＋ｊＸ　ｉｎｔｏ　Ｅｑ．（２），ｗｅ　ｈａｖｅ　Ｓｌ１　ｌ　＝　（Ｒｉ　一Ｒ。）　＋（Ｘｉ　＋Ｘ。）。　（Ｒｉ　＋Ｒ　）。＋（Ｘｉ　＋Ｘ。）　（３）　ｓｏ　ｔｈａｔ　Ｒｉ　一２Ｒｉ　Ｒ。ｌ　１＋ｌＳ　ｌ　１～ＩＳ　Ｉ。　Ｒ。　＋（　ｉ　＋Ｘ。）　＝０　（４）　Ｔｈｅ　ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｉｎ　Ｅｑ．（４）ｄｅｎｏｔｅｓ　ａ　ｓｅｔ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓｌ】ｃｉｒｃｌｅｓ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ，ａｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．３，ｗｈｅｒｅ　Ｚ　＝Ｒ　＋ｊＸ。ｉｓ　ｓｅｔ　ａｓ　ｔｈｅ　ｖａｒｉ—　ａｂｌｅ．Ｓｉｍｉｌａｒ　ｔｏ　ａ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ａｎｄ　Ｎｏ．４　Ｓｕｎ　Ｌｉｎｇ，ｅｔ　ａ１．Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　Ｉｎｐｕｔ　Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ…　３８１　ｉｔｓ　ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎｓ，ｔｈｅ　ｃｅｎｔｅｒｓ　ｏｆ　ａｌｌ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓｌ】ｃｉｒ—　ｃｌｅｓ　ｌｏｃａｔｅ　ａｌｏｎｇ　ｆｌ　ｌｉｎｅ　ｄｒａｗｎ　ｆｒｏｍ　ｔｈｅ　ｏｒｉｇｉｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｐｏｉｎｔ　Ｚｉ　。（Ｚｉ　一Ｒｉ　一　ｊＸｉ　）．Ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｓｍａｌｌｅｒ　Ｓ１１，ｔｈｅ　ｃｅｎｔｅｒ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｉｓ　ｆａｒｔｈｅｒ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏｒｉｇｉｎ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｒａｄｉｕｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｉｓ　ｓｍａｌｌｅｒ．Ｉｎ　ｏｔｈｅｒ　ｗｏｒｄｓ，ｗｈｅｎ　ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｃｌｏｓｅｒ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚｉ　，ｔｈｅ　Ｓｌ１　ｉｓ　ｓｍａｌｌｅｒ．　Ｆｉｇ．３　Ｂｕｎｃｈ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓ１１　ｃｉｒｃｌｅｓ　１．３　Ｔｒａｄｅ－ｏｆｆ　ｂｅｔｗｅｅｎ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ａｎｄ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　Ａｓ　ｍｅｎｔｉｏｎｅｄ　ｉｎ　ｐｒｅｖｉｏｕｓ　ｓｅｃｔｉｏｎ，ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ｏｒ　ｔｈｅ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　ｃａｎ　ｂｅ　ａｃｈｉｅｖｅｄ　ｂｙ　ｍｏｖｉｎｇ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａ１　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｒ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅｒｅ　ｍｕｓｔ　ｂｅ　ａ　ｓｕｉｔａｂｌｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｔｒａｄｅ　ｐｏｗｅｒ　ｍａｔｃｈ　ｗｉｔｈ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ［　．Ａｔ　ｓｐｅｃｉｆｉｅｄ　Ｓｌ１，ｆｌ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　ｃａｌｃｕｌａｔ—　ｉｎｇ　ｔｈｉｓ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ　ａｓ　ｆｏｌ—　ｌｏｗｓ．　Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｌｏｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ，ｔｈｅｒｅ　ｅｘｉｓｔ　ｔｗｏ　ｃａｓｅｓ．　（１）Ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓｌ１　ｃｉｒｃｌｅ．　Ａｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．４，ｗｈｅｎ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚ。ｐｔ　ｉｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓ１１　ｃｉｒｃｌｅ，　ｗｈｉｃｈ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｉｄｅａｌ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．ｔｈｅ　ＬＮＡ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｃａｎ　ｍｅｅｔ　ｔｈｅ　Ｓ】１　ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ　ｗｈｉｌｅ　ａｃｈｉｅｖｉｎｇ　ｍｉｎｉ—　ｍｕｍ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ．Ｉｎ　ｔｈｉｓ　ｃａｓｅ，ｔｈｅｒｅ　ｉｓ　ｎｏ　ｎｅｅｄ　ｆｏｒ　ｃｏｍｐｒｏｍｉｓｅ，　ｊｕｓｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｄｉｒｅｃｔｌｙ．　（２）Ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｏｕｔ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　１１　ｃｉｒｃｌｅ．　Ａｓ　ａｎ　ｅｘａｍｐｌｅ，ａｓｓｕｍｅ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｒｅｑｕｉｒｅｄ　Ｓ１】　Ｆｉｇ．４　Ｚ。ｐｔ　ｉｎ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓ“ｃｉｒｃｌｅ　Ｆｉｇ．５　Ｚ。ｐｔ　ｏｕｔ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓ１１　ｃｉｒｃｌｅ　ｉｓ一４．４　ｄＢ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　Ｚｉ　，ｗｈｉｌｅ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａ１　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚ０ｐｔ　ｉｓ　ｏｕｔ　ｏｆ一４．４　ｄＢ　ｃｉｒｃｌｅ，ａｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．５．Ｂｙ　ｄｒａｗｉｎｇ　ｌｆ　ｓｔｒａｉｇｈｔ　ｌｉｎｅ　ｂｅｔｗｅｅｎ　Ｚｉ　。　ａｎｄ　Ｚ。ｐｔ，ｔｈｅｒｅ　ｅｘｉｓｔ　ｔｗｏ　ｐｏｉｎｔｓ，ｄｅｎｏｔｅｄ　ｂｙ　Ａ　ａｎｄ　Ｂ，ｗｈｅｒｅ　ｔｈｅ　ｌｉｎｅ　ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｓ　ｔｈｅ　ｃｏｎｔｏｕｒ　ｏｆ　Ｓ】】　ｃｉｒｃｌｅ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｖａｌｕｅ——４．４　ｄＢ．Ａｓ　ｗｅ　ｃａｎ　ｓｅｅ，ｐｏｉｎｔ　Ａ　ｉｓ　ｃｌｏｓｅｒ　ｔｏ　ＺＯＤｔ，ｓｏ　ｉｔ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｐｏｉｎｔ　ｏｆ　ｌｏｗｅｓｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ａｔ　ｔｈｉｓ　Ｓ１１　ｃｉｒｃｌｅ．Ｂｙ　ｍｏｖｉｎｇ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔｏ　ｐｏｉｎｔ　Ａ，ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ｉｓ　ａｃｈｉｅｖｅｄ　ａｔ　ｔｈｉｓ　ｓｐｅｃｉｆｉｅｄ　Ｓ１１．Ａ　ｄｅｔａｉｌｅｄ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｐｒｏｃｅｓｓ　ｉｓ　ｓｈｏｗｎ　ａｓ　ｆｏｌｌｏｗｓ．　Ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚｉ　：Ｒｉ　＋ｊＸｉ　（５）　Ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚｉ　。＝Ｒｉ　一ｊ　ｉ　（６）　Ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚ０ｐｔ＝Ｒｏｐｔ＋ｊＸ。　（７）　Ｔｈｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚ。＝Ｒ。＋ｊＸ。　（８）　Ｔｈｅ　ｌｉｎｅａｒ　ｅｑｕａｔｉｏｎ　ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ　Ｚｉ　ａｎｄ　Ｚ０ｐｔ　静　×（尺。一Ｒ叩　）＋Ｚｏ　（９）　Ｔｈｅ　ｃｉｒｃｌｅ　ｅｑｕａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｓ１　Ｓ１Ｉ　ｌ。＝　（Ｒ　一Ｒ。）　＋（　ｉ　＋　Ｘ。）　２　＿（Ｒｉ　＋Ｒ　）。＋（Ｘ　＋　Ｘ　ｓ）　２　　（１Ｏ）　３８２　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｎａｎｉｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ　Ｖｏ１．２８　Ｔｈｅ　ｄｉｓｔａｎｃｅ　ｆｒｏｍ　ｔｈｅ　ｃｒｏｓｓ　ｐｏｉｎｔ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉ—　ｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉｓ　ｄ。：（Ｒ。一Ｒ。　）。＋（　。一Ｘ　）　（１１）　Ｆｒｏｍ　Ｅｑｓ．（９，１０），ｔｈｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ａｔ　ｐｏｉｎｔ　Ａ（ＺＡ＝Ｒ＾＋ｊＸ＾）ａｎｄ　ｐｏｉｎｔ　Ｂ（ＺＢ＝ＲＢ＋ｊＸＢ）　ｃａｎ　ｂｅ　ｓｏｌｖｅｄ　ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ｔｈｅｎ，ｕｓｉｎｇ　Ｅｑ．（１　１），ｔｈｅ　ｄｉｓｔａｎｃｅ　ｃａｎ　ｂｅ　ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ．Ｔｈｅ　ｐｏｉｎｔ　ｗｈｉｃｈ　ｈａｓ　ｔｈｅ　ｃｌｏｓｅｒ　ｄｉｓｔａｎｃｅ　ｉｓ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｒｅｄ　ｓｏｌｕｔｉｏｎ．Ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｈｅｌｐ　ｏｆ　ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ　ｔｏｏｌｓ，　ｔｈｅ　ｃａｌｃｕｌａｔｅ　ｐｒｏｃｅｓｓ　ｉｓ　ｅａｓｉｅｒ　ａｎｄ　ｆａｓｔｅｒ．Ｍａｔｈ—　ｃａｄ，ｏｎｅ　ｏｆ　ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｓｏｆｔｗａｒｅ，ｉｓ　ｕｓｅｄ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ．　２　ＤＥＳＩＧＮ　ＥＸＡＭＰＬＥ　Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　Ｃｈａｒｔ　０．３５一　ｍ　ＣＭＯＳ　ｐｒｏｃｅｓｓ，　ａ　ｃａｓｃｏｄｅ　ＬＮＡ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｗｉｔｈｏｕｔ　ｉｎｐｕｔ／ｏｕｔｐｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｔｏ　ｖｅｒｉｆｙ　ｔｈｅ　ｍｅｔｈｏｄ．Ｔｈｅ　ｔｏｔａｌ　ｄｉｅ　ａｒｅａ　ｉｓ　３６８／ｚｍ×５５４　ｍ．　Ｆｉｇ．６　ｓｈｏｗｓ　ｉｔｓ　ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ａｎｄ　ｍｉｃｒｏｇｒａｐｈ　ｗｉｔｈ　ｔｅｓｔ　ｐｒｏｂｅｓ．Ａｎｄ　ｉｔｓ　ｏｎ－ｃｈｉｐ　ｍｅａｓｕｒｅｄ　Ｓ—ｐａｒａｍｅ～　ｔｅｒｓ　ａｒｅ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．７．　（ａ）Ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　（ｂ）Ｄｉｅ　ｍｉｃｒｏｇｒａｐｈ　ｗｉｔｈ　ｔｅｓｔ　ｐｒｏｂｅｓ　Ｆｉｇ．６　Ｃａｓｃｏｄｅ　ＬＮＡ　ｗｉｔｈｏｕｔ　ｉｎｐｕｔ／ｏｕｔｐｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　－０　兽：　兽　：　－１　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｅ／ＧＨｚ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｅ／ＧＨｚ　（ａ）Ｍｅａｓｕｒｅｄ　１　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　１　一５　一　。鲁　，　：：　一６　０．０　１．０　２．０　３．０　４．０　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｅ／ＧＨｚ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｅ／ＧＩ－Ｉｚ　（ｃ）Ｍｅａｓｕｒｅｄ　（ｄ）Ｍｅａｓｕｒｅｄ　Ｆｉｇ．７　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　Ｓ—ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ＬＮＡ　ｗｉｔｈｏｕｔ　ｍａｔｃｈ—　ｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　２・１　Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｒｅｑｕｉｒｅｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｉｎ　ｔｈｉｓ　ｗｏｒｋ，ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ＬＮＡ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｉｓ　ａｉｍｅｄ　ａｔ　ＵＨＦ　ＲＦＩＤ　ｓｙｓｔｅｍｓ．ａｎｄ　ｔｈｅ　ｃｅｎｔｒｅ　ｏｐ—　ｅｒａｔｉｏｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｓ　９２２．５　ＭＨｚ．Ａｆｔｅｒ　ａｎ　ＳＰ　ｓｉｅｒ—　ｕｌａｔｉｏｎ　ｉｎ　Ｃａｄｅｎｃｅ　Ｓｐｅｃｔｒｅ　ａｔ　９２２．５　ＭＨｚ，ｗｅ　ｈａｖｅ：　Ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ｚｉ　＝７４．５３３－－ｊ２５３．１８２　Ｑ　Ｔｈｅ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ　Ｒ　＝３４．２８１　Ｑ　Ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｓｏｕｒｃｅ　Ｇ。。　一０．６６４　ｍｓ　Ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｕｓｃｅｐｔａｎｃｅ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｓｏｕｒｃｅ　Ｂ　＝～１．５１４　ｍｓ　Ｔｈｅ　ｍｉｎｉｍｕｍ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ＮＦ一０．３４５　ｄＢ　Ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｆａｃｔｏｒ　Ｆ＝２．３７４　Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗｅｒ　ａｎｄ　ｎｏｉｓｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ｏｆ　ｔｈｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ＬＮＡ　ａｔ　９２２．５　ＭＨｚ　ａｒｅ　Ｚｉ　’＝Ｒｉ　一ｊＸｉ　一７４．５３３＋ｊ２５３．１８２　（１２）　Ｚ。Ｐ　＝１／Ｙｏｐ　一１／（ＧｏｐＩ＋Ｂｏ　）一　２４２．７７７＋ｊ５５３．７５４　（１３）　Ａｓｓｕｍｉｎｇ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｓｐｅｃｉｆｉｅｄ　Ｓ１１＜一１Ｏ　ｄＢ，　ｆｒｏｍ　Ｅｑｓ．（９，１０），ｗｅ　ｏｂｔａｉｎ　Ｚ＾＝５３．９７５＋　ｊ２１６．２３２　ａｎｄ　ＺＢ＝１０２．９２１＋ｊ３０４．２０６．Ｆｕｒｔｈｅｒ，　ｆｒｏｍ　Ｅｑ．（１１），ｗｅ　ｈａｖｅ　一（Ｒ＾一Ｒ。　）。＋（Ｘ＾一Ｘ。ｐ　）　＝１．４９×１０。　（１４）　一（ＲＢ—Ｒｏｐ　）　＋（ＸＢ—Ｘ。　）。＝：：８．１８×１０　（１５）　ＮＯ．４　Ｓｕｎ　Ｌｉｎｇ，ｅｔ　ａ１．Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　Ｉｎｐｕｔ　Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ…　３８３　Ａｓ　ｗｅ　ｃａｎ　ｓｅｅ，以＜　，ｔｈｅ　ｃｒｏｓｓ　ｐｏｉｎｔ　ＺＢｉｓ　ｔｈｅ　ｒｅｑｕｉｒｅｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ．Ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｏｎ—・ｃｈｉｐ　ｍｅａｓｕｒｅｄ　Ｓ・‘ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ＬＮＡ　ｗｉｔｈｏｕｔ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ（Ｆｉｇ．７）ａｎｄ　ｔｈｅ　ｍｏｄｅｌ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ｐａｓｓｉｖｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ（ｉｎ—　ｄｕｃｔｏｒｓ　ａｎｄ　ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ）ｆｒｏｍ　Ｍｕｒａｔａ　Ｍａｎｕｆａｃｔｕｒ—　ｉｎｇ　Ｃｏ．Ｌｔｄ，ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　ｏｕｔｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｆｉｇｕｒｅｓ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ　Ｓ１１　ａｔ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ａｒｅ　ｓｉｍｕｌａｔｅｄ　ｉｎ　Ｃａｄｅｎｃｅ　Ｓｐｅｃ—　ｔｒｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ａｒｅ　ｌｉｓｔｅｄ　ｉｎ　Ｔａｂｌｅ　１．　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋｓ　ａｒｅ　ａｃｃｏｍｐｌｉｓｈｅｄ　ｉｎ　ＡＤＳ　ａｎｄ　Ｔａｂｌｅ　１　ＮＦ　ａｎｄ　Ｓｌｌ　ａｔ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ａｒｅ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇｓ．９，１　０．　Ｗｅ　ｃａｎ　ｓｅｅ　ｔｈａｔ　ａｔ　９２２．５　ＭＨｚ，ＮＦ　ｉＳ　０．６５６　ｄＢ　２．２　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔ－　ｗｏｒｋ　Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ　ｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｐｒｏｃｅｓｓ　ｉｓ　ｔｏ　ｐｕｌｌ　ＺＢ　ｔｏ　５０　Ｑ　ｏｒ　ｔｏ　ｐｕｌｌ　５０　Ｑ　ｔｏ　ＺＢ．Ｔｈｅｒｅ　ａｒｅ　ｍａｎｙ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ　ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ　ｏｆ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ，ｔｈｅ　Ｔ—ｔｙｐｅ　ｉｓ　ｃｈｏｓｅｎ　ｉｎ　ｔｈｉｓ　ｄｅｓｉｇｎ　ａｎｄ　ａ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｓｋｅｔｃｈ　ｉｓ　ｓｈｏｗｎ　ｉｎ　Ｆｉｇ．８．　（ａ）Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｌｏｃａｔｅｄ　ｏｎ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ　１．０　Ｏ　Ｏ　１．０　（ｂ）Ｌｏｃｕｓ　ｏｆｍａｔｃｈｉｎｇ　ｐｒｏｃｅｓｓ　Ｆｉｇ．８　Ｓｋｅｔｃｈ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　（ｐｏｉｎｔ　ｍ２）ａｎｄ　Ｓ１１　ｉｓ一１３．０９４　ｄＢ（ｐｏｉｎｔ　ｍ１）．　Ｈｅｒｅ，ｔｈｅ　ｖａｌｕｅ　ｏｆ　ＮＦ　ｉＳ　０．０１　ｄＢ　ｈｉｇｈｅｒ　ｔｈａｎ　ｔｈｅ　ｏｎｅ　ｌｉｓｔｅｄ　ｉｎ　Ｔａｂｌｅ　１　ｗｈｉｌｅ　Ｓ】】ｉＳ　３　ｄＢ　ｌｏｗｅｒ．　Ｏ．８５　０．８Ｏ　∞０．７５　＼　０．７０　＼　＼　，ｍ２　Ｚ　０．６５　＼／　Ｉ　＼　＼　０．６Ｏ　＼　、　～　０．５５　８００　８５０　９００　９５０ｌ　ｏｏＯ１　０５０ｌ１ｏ０１　１５０ｌ　２ｏ０　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＭＨｚ　Ｆｉｇ．９　Ｃｕｒｖｅ　ｏｆ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　—６　—８　／　一一　兽一１０　　●一．７　一１２　—１４　ｊ　朋ｌ、　／　—１６　８００　８５０　９００　９５０　ｌ　０００１　０５０ｌ　１ｏｏ１　１５０ｌ　２０ｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／ＭＨｚ　Ｆｉｇ．１０　Ｃｕｒｖｅ　ｏｆ　Ｓ１１　３　ＣｏＮＣＬＵＳＩＯＮ　Ａ　ｃｌｅａｒｅｒ　ａｎｄ　ｍｏｒｅ　ｓｔｒａｉｇｈｔｆｏｒｗａｒｄ　ｕｎｄｅｒ—　ｓｔａｎｄｉｎｇ　ｏｆ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｎｏｉｓｅ　ｍａｔｃｈ　ａｎｄ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｐｏｗ—　ｅｒ　ｍａｔｃｈ　ｉＳ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｈｅｌｐ　ｏｆ　Ｓｍｉｔｈ　ｃｈａｒｔ，ｔｈｅ　ｄｅｔａｉｌｅｄ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｄｅｓｉｒｅｄ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｉＳ　ａｄｖａｎｃｅｄ　ｆｏｒ　ｔｒａｄｅ—ｏｆｆ　ｍａｔｃｈ　ａｔ　ｓｐｅｃｉｆｉｅｄ　Ｓｌ１．Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　Ｃｈａｒｔ　０．３　５一　ｍ　ＣＭＯＳ　ｐｒｏｃｅｓｓ，ＬＮＡ　ｆｏｒ　ＵＨＦ　ＲＦＩＤ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ａｒｅ　ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｅｘａｍｐｌｅ　ｐｒｏｖｅｓ　ｔｈｅ　ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ．　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓ：　［１］Ｒａｚａｖｉ　Ｂ．Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａｎａｌｏｇ　ＣＭＯＳ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　３８４　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｆ　Ｎａｎｊｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ　ＶｏＩ．２８　ＥＭ］．Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ：ＭｃＧｒａｗ．Ｈｉｌｌ，２００１．　Ｅ２３　Ｃａｉ　Ｌｉ，Ｆｕ　Ｚｈｏｎｇｑｉａｎ，Ｈｕａｎｇ　Ｌｕ．Ａ　ｌｏｗ　ｐｏｗｅｒ　ｈｉｇｈ　ｇａｉｎ　ＵＷＢ　ＬＮＡ　ｉｎ　０．１８一　ｍ　ＣＭＯＳ［Ｊ］．Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，２００９，３Ｏ（１１）：１１５００４．　［７］Ｇｅｎｇ　Ｚｈｉｑｉｎｇ，Ｗａｎｇ　Ｈａｉｙｏｎｇ，Ｗｕ　Ｎａｎｊｉａｎ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ｎｏｉｓｅ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ　ｄｅｇｅｎｅｒ—　ａｔｅｄ　ＣＭＯＳ　ＬＮＡ［Ｊ］．Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，　２００９，３０（１Ｏ）：１０５０１５．　［３］Ｃｈａｎｇ　Ｃｈｉｅｈ—Ｐｉｎ，Ｃｈｅｎ　Ｊａ—Ｈａｏ，Ｗａｎｇ　Ｙｅｏｎｇ—Ｈｅｒ．　Ａ　ｆｕｌｌｙ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　５　ＧＨｚ　ｌｏｗ—ｖｏｌｔａｇｅ　ＬＮＡ　ｕｓｉｎｇ　ｆｏｒ—　［８］Ｌｉｕ　Ｍｅｎｇｍｅｎｇ，Ｚｈａｎｇ　Ｓｈｅｎｇ，Ｗａｎｇ　Ｓｈｕｏ，ｅｔ　ａ１．　Ａｎ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｄｅｓｉｇｎ　ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ　ｆｏｒ　ＣＭＯＳ　ｗａｒｄ　ｂｏｄｙ　ｂｉａｓ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ａｎｄ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ　Ｌｅｔｔｅｒｓ，２００９，１９（３）：　１７６—１７８．　ＵＷＢ　ＬＮＡ［Ｊ］．Ａｃｔａ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌ　Ｓｉｎｉｃａ，２００９，３７　（５）：１０８２—１０８６．（ｉｎ　Ｃｈｉｎｅｓｅ）　［９］Ｍａｏ　Ｘｉａｏｆｅｎｇ，Ｌａｎ　Ｊｉａｌｏｎｇ，Ｈｕａｎｇ　Ｃｈａｏｇａｎｇ．　ＣＭＯＳ　ｎａｒｒｏｗ—ｂａｎｄ　ＬＮＡ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　［４］Ｘｕ　Ｌｅｉｉｕｎ，Ｗａｎｇ　Ｚｈｉｇｏｎｇ，Ｌｉ　Ｑｉｎ，ｅｔ　ａ１．Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａ　４０一ＧＨｚ　ＬＮＡ　ｉｎ　０．１　３一　ｍ　ＳｉＧｅ　ＢｉＣＭＯＳ［Ｊ］．Ｊｏｕｒ—　ｎａ１　ｏｆ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，２００９，３Ｏ（５）：０５５００５．　ｌｏｗ—ｐｏｗｅｒ　ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ口］．Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏ—　ｇＹ，２００７，３２（５）：４１７—４２１．　［５］Ｌｅｅ　Ｊ　Ｈ，Ｃｈｅｎ　Ｃ　Ｃ，Ｌｉｎ　Ｙ　Ｓ．３．７　ｍＷ　２４　ＧＨｚ　ＬＮＡ　ｗｉｔｈ　１０．１　ｄＢ　ｇａｉｎ　ａｎｄ　４．５　ｄＢ　ＮＦ　ｉｎ　０．１８一Ⅲｎ　ＣＭＯＳ　［１　ｏ］Ｌｕｄｗｉｇ　Ｒ，Ｂｒｅｔｃｈｋｏ　Ｐ．ＲＦ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｄｅｓｉｇｎ：Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｍ］．Ｂｅｉｊｉｎｇ：Ｓｃｉｅｎｃｅ　Ｐｒｅｓｓ，２００２．　［１１］Ｋｕｒｏｋａｗａ　Ｋ．Ｐｏｗｅｒ　ｗａｖｅｓ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ　ｍａｔｒｉｘ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ｊ］．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１０，４６（１９）：　１３１Ｏ—ｌ３１２．　［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，１９６５，１３（２）：１９４—２０２．　［６］Ｗａｎｇ　Ｃ　Ｈ，Ｃｈｉｕ　Ｙ　Ｔ，Ｌｉｎ　Ｙ　Ｓ．３．１　ｄＢ　ＮＦ　２Ｏ一２９　ＧＨｚ　ＣＭＯＳ　ＵＷＢ　ＬＮＡ　ｕｓｉｎｇ　ａ　Ｔ・－ｍａｔｃｈ　ｉｎｐｕｔ　ｎｅｔ－－　［１２］Ｃｉｒｃｕｈ　Ｓａｇｅ．Ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｏｕｒｃｅ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｔＯ　ｔｒａｄｅ—ｏｆｆ　ｐｏｗｅｒ　ａｎｄ　ｎｏｉｓｅ　ａｎｄ　ｔｏ　ａｃｈｉｅｖｅ　ａ　ｄｅｓｉｒｅｄ￥１　１［ＥＢ／　ＯＬ］．ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｉｒｃｕｉｔｓａｇｅ．ｃｏｍ／ｌｎａｐａ／ｐｏｗｅｒ—　ｎｏｉｓｅ．ｐｄｆ，２０１１－０１．　ｗｏｒｋ［Ｊ］．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１０，４６（１９）：１３１２－　】３】３．　低噪声放大器输入阻抗匹配网络设计优化方法　孙　玲吴先智　艾学松　（南通大学江苏省专用集成电路设计重点实验室，南通，２２６０１９，中国）　实验结果与理论分析相吻，表明了理论分析的正确性和方　法的可行性。　摘要：通过分析电路的最佳噪声匹配和最佳功率匹配，研究　了根据给定的输入反射系数（　）计算低噪声放大器　（ＬＮＡ）最佳源阻抗的方法。借助史密斯圆图给出了详细的　计算过程，实现了ＬＮＡ输入匹配网络设计时的最佳噪声和　最佳功率之间的折衷匹配。基于Ｃｈａｒｔ　０．３５一Ｆｍ　ＣＭＯＳ工　关键词：低噪声放大器；功率匹配；噪声匹配；史密斯圆图　中图分类号：ＴＮ７２２．３　艺完成了一种ｃａｓｃｏｄｅ结构ＬＮＡ的核心电路设计，仿真和　（Ｅｘｅｃｕｔｉｖｅ　ｅｄｉｔｏｒ：Ｚｈａｎｇ　Ｈｕａｎｇｑｕｎ）　基金项目：江苏省高校自然科学研究基金重大项目（０ｇＫＪＡ５１００ｏ１）资助项目；南通大学创新人才基金资助项目；南通大　学科学研究￣（０８Ｂ２４，０９ｚｗ００５）￣目。